作者：Timothy Hegarty
本系列文章的第 5 和第 6 部分[1-7]介紹有助于抑制非隔離 DC-DC
穩壓器電路傳導和輻射電磁干擾 (EMI) 的實用指南和示例。當然，如果不考慮電隔離設計，DC-DC 電源 EMI
的任何處理方式都不全面，因為在這些電路中，電源變壓器的 EMI 性能對于整體 EMI 性能至關重要。
特別是，了解變壓器繞組間電容對共模 (CM)
發射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開關與底盤/接地端之間的寄生電容內的位移電流所導致的。DC-DC
反激式轉換器已被廣泛用作隔離電源，本文專門對其 CM 噪聲進行了分析。
反激式拓撲
DC-DC
反激式電路[8-9]在工業與汽車市場領域應用廣泛，由于可輕松配置成單個或多個輸出，尤為適合低成本隔離式偏置軌。需要進行隔離的應用包括用于單相及三相電機驅動器的高壓 MOSFET 柵極驅動器，以及工廠自動化和過程控制所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控制器。
反激式實現方案如圖
1 中的原理圖所示，該實現方案提供了一種結構簡單、元件器數量少的可靠解決方案。如果可以采用初級側穩壓 (PSR)
技術，則反饋穩壓無需使用光耦合器及其相關電路[8]，從而能夠進一步減少元器件數量，簡化變壓器設計。具有功能型隔離的變壓器可直接實現電路接地隔離，而增強型隔離則用于安全要求極高的高壓應用。
圖
1：采用典型的 24V 電源或 12V/48V 輸入（分別用于工業或汽車電池應用）的 DC-DC
反激式穩壓器。圖中已明確標出具有磁化作用的反激式變壓器、漏電感以及電路寄生電容
反激式開關波形特性
圖 2 所示為以非連續模式 (DCM) 和邊界導通模式 (BCM)
運行的反激式功率級（如圖 1 所示）的初級側 MOSFET 和次級側整流二極管電壓波形[8]。圖 2a 突出顯示了 DCM 模式下的開關波形，其中初級側
MOSFET 在開關節點諧振電壓擺幅的谷值附近導通。圖 2b 所示為 BCM 開關波形，其中準諧振 MOSFET
在從二次側繞組電流衰減到零起約半個諧振周期延遲之后導通。在 DCM 和 BCM 模式下，初級側 MOSFET 均在零電流時導通。
圖
2：以 DCM (a) 和 BCM (b) 模式運行的反激式轉換器初級側 MOSFET 和次級側二極管電壓波形；跨越初級側繞組的 DZ
電路可鉗位與漏電感相關的電壓尖峰
除了開關期間尖銳的電壓和電流邊沿，對于
EMI，電壓尖峰過沖以及隨后產生的振鈴特性尤為棘手。每次換向都會激勵開關與二極管寄生電容和變壓器漏電感之間的阻尼電壓和電流振蕩。圖 2 所示為 MOSFET
關斷時的開關節點電壓前沿尖峰和高頻振鈴。振鈴特性取決于與 MOSFET 輸出電容 (COSS) 諧振的初級側漏電感 (LLK-P) 以及變壓器初級側繞組電容
(CP)。類似地，二極管電壓振鈴取決于與二極管結電容 (CD) 諧振的二次側漏電感 (LLK-SEC) 及二次側繞組電容
(CS)。過沖和振鈴都會產生較高的瞬態電壓 (dv/dt)，因此任何至接地端的電容耦合都會導致產生感應位移電流和 CM 噪聲。
以連續導通模式
(CCM) 工作時，主開關導通時反激二極管的反向恢復會產生額外的負面作用，使振鈴電壓升高并產生前沿尖峰電流，隨著恢復電流反映到初級側而流入初級側
MOSFET。注意，反激式磁性元器件主要相當于耦合電感，因為電流通常不會同時流入初級側和次級側繞組。只有在開關轉換期間才能出現真正的變壓器行為[10]，此時電流同時流入初級側和次級側繞組（漏電感中的電流逐漸增大）。
圖
3 所示為反激式穩壓器的原理圖，其中連接有用于測量 EMI 的線路阻抗穩定網絡 (LISN)。紅色虛線表示穿過寄生電容到達接地端并返回到 LISN 的 CM
噪聲電流主要傳播路徑。電容 CZ從初級側接地端 (PGND) 連接到次級側接地端 (SGND)，將次級側的 CM 電流分流回初級側，其作用是分流流經
CSE并通過 LISN 返回的 CM 電流。
圖
3：雙線 DC-DC 反激式穩壓器（輸入端連接有 LISN）的 CM 噪聲電流傳播路徑。同時，還顯示了初級側基準的輔助輸出端
盡管初級側 MOSFET 漏極端子的高轉換率電壓是主要的 CM 噪聲源，但變壓器及其寄生電容是傳導 EMI
從初級側傳播到次級側的耦合通道，并且噪聲通過阻抗從輸出電路傳播到接地端。CM 電流主路徑（在圖 3 中由
ICM-SEC表示）為，從變壓器的初級側流到次級側，并通過阻抗從輸出電路流到接地端。與非隔離轉換器類似，使用較小的開關節點覆銅面積，將 MOSFET
散熱器（如果需要）連接到 PGND，同時避免開關節點完全通過過孔連接到電路板底部[7]，這些措施都能消除從 MOSFET 漏極到接地端的耦合（在圖 3 中用
ICM-PRI表示）。
對于此處所述的情況，與變壓器相關的以下三大考量因素適用。
首先，緊密耦合變壓器繞組可以最大限度地降低漏電感，從而實現高效率和高可靠性，同時降低開關電壓應力。交錯設計是降低漏電感和繞組交流電阻的常用技術，因此，繞組間電容會相對變大。此外，對于具有印刷電路板
(PCB)
嵌入式繞組的平面變壓器，由于各個層堆疊緊密，各層的表面積大，因此，繞組間電容比傳統的繞線型設計更高。在任何情況下，將脈沖噪聲電壓源施加到這種分布式寄生電容，都會產生相對高的位移電流。該電流從初級側繞組流向次級側繞組，然后返回到接地端，從而產生較大的
CM 噪聲[11]。
其次，與寄生繞組間電容諧振的漏電感可能導致測得的 EMI 頻譜中出現明顯的高頻 CM
噪聲峰值。
第三，由于磁芯材料介電常數較高，對電場的阻抗低，因此，由高 dv/dt
節點產生的雜散近電場很容易通過變壓器磁芯耦合。然而，如果將磁芯包上銅箔并將銅箔連接到 PGND，則磁芯與地之間的寄生電容 (CME)
會很小。
通常，反激式變壓器設計的優化不僅關乎解決方案尺寸、外形、效率和熱性能，對 CM
噪聲性能也有巨大影響。
CM 噪聲分析模型
圖 4a
所示為雙繞組變壓器，初級側端子和次級側端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM
噪聲分析的適用頻率下表現為有效短路。圖 4b
顯示的是變壓器的傳統靜電模型。從節能角度來看，可建立包含六個電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個繞組間電容（C1、C2、C3、C4）和兩個繞組內電容（CP、CS）。
除了影響脈沖開關電壓波形的
dv/dt
之外，繞組內電容不影響從初級側到次級側的位移電流。此六電容此模型不必要地提高了復雜性，并增大了變壓器等效電容的計算難度。但是，用等效噪聲電壓源代替非線性開關器件（根據
CM 噪聲分析的替換定理[12]）時，會將一個獨立或非獨立的噪聲電壓源與變壓器繞組并聯，并且可以去除兩個繞組內電容。繞組電容模型可簡化為四個集總電容，如圖 4c
所示，圖中 vSW和 vSW/NPS分別是初級側繞組和次級側繞組上的開關電壓源。假設漏電感較低，則繞組電壓會如預期般根據變壓器匝數比 NPS變化。
圖
4.(a) 用于 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型；(c) 四電容 CM 模型。
最后，當其中一個變壓器繞組等效連接到獨立電壓源（以替代非線性開關）時，兩個集總電容便足以表現出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導與位移電流守恒原則一致[12,13]。如圖
5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實現方案（使用電容 CAD和
CBD）及其相應的戴維寧等效電路。
圖
5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路
雙電容 CM
噪聲模型可靈活地用于不同的隔離型穩壓器拓撲，并有助于通過實驗測量推導出變壓器集總電容模型[13]。CTOTAL是用阻抗分析儀測得的變壓器結構化繞組間電容，測量時將初級側和次級側端子短接，然后將變壓器用作單端口網絡。對初級側繞組端子（A、B）施加源阻抗為
50W 的開關頻率正弦激勵信號，并測量 VAD與 VAB的電壓比，可由公式 1 推導出 CBD：
顯然，該模型的優點是通過簡單的實驗測量即可輕松推導出寄生電容，而無需了解變壓器結構或電位沿繞組的分布情況[13]。
反激式穩壓器
CM 噪聲模型
圖 6 所示為具有初級側、次級側、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3
類似，但包含一個初級側接地屏蔽繞組）。NA和
NSH分別是初級側繞組與輔助繞組以及初級側繞組與屏蔽繞組的匝數比。對于初級側繞組與輔助繞組的耦合以及初級側繞組與屏蔽繞組的耦合，由于電流僅在初級側流動，不會返回
LISN，因此對所測量的共模噪聲不產生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個 4
電容電路便足以對初級側到次級側、輔助到次級側以及屏蔽到次級側繞組之間的耦合進行建模。根據用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級側繞組的端子 A 與 PGND
短接。
圖
6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路
根據前面的討論，只需要兩個獨立電容和一個電壓源即可描述 CM 特性，表達式已包括在圖 6
中。如前文所述，CTOTAL是測得的短路初級側基準繞組與短路次級側繞組之間的電容。
為建立圖 3 中反激式穩壓器的 CM 噪聲模型，圖 7
中用方框突出表示了隨后替換為適當雙電容 CM
變壓器模型的變壓器（包括初級側、次級側、輔助和屏蔽繞組）。根據替換定理，將電路中的非線性開關器件替換為時域電壓或電流波形與原始器件完全相同的電壓或電流源時，電路中的所有電壓和電流都不會發生變化。因此，電壓波形與
MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (VSW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (IDOUT和 IDCL)
將代替兩個二極管。替代后，電路中的電壓和電流保持不變。
同時，輸入和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM
扼流器串聯阻抗表示為 ZCM-CHOKE，25W 測量電阻反映了 LISN 的特征。最后，去除了對流經 LISN 的 CM 噪聲沒有顯著影響的寄生電容。圖 7a
呈現了應用替換定理后反激式穩壓器的 CM 噪聲模型[14]。
圖
7：(a) 基于替換定理的反激式電路模型；(b) 應用疊加定理后反激式穩壓器的最終 CM 模型
與電壓源并聯或與電流源串聯的元器件對網絡中的電壓或電流無影響，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 IDCL、IDOUT和 VSW的作用。顯然，IDCL和
IDOUT已短路，不會產生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型，公式 2 可計算在 LISN 測得的 CM 噪聲電壓：
隨后，可以方便地應用包含測得的 VSW波形的電路仿真，對 CM 噪聲以及各個元器件所產生的影響進行分析。如果假設漏電感的阻抗遠低于總寄生繞組電容
CTOTAL，則可以認為該模型是準確的。顯然，減小 CBD和增大 ZCM-CHOKE或 CZ都會導致噪聲電壓降低。注意，如果根據公式 1 測得的 VAD為零，則
CBD實際上是零，基本上消除了通過變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。
基于雙電容變壓器模型的 CM
噪聲模型的一般推導過程遵循以下六個步驟：
1. 應用替換定理，將非線性半導體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易于分析的 CM
噪聲電路，同時避免電壓回路和電流節點。電壓源和電流源的時域波形應與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。
2.
如果將其中一個變壓器繞組與電壓源并聯，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因為繞組電壓取決于變壓器匝數比。
3.
去除所有與電壓源并聯或與電流源串聯的元器件，簡化模型。
4. 用圖 5a 中最能簡化 CM
噪聲分析的其中一個雙電容模型替換原來的變壓器。
5. 根據疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產生的 CM 噪聲。
6. 分析使用步驟
1 到 5 創建的電路，去除對流經 LISN 的 CM 噪聲無影響的寄生電容。根據所得的 CM 噪聲模型檢查 CM
噪聲電流。
總結
從 EMI
的角度來看，傳統的硬開關隔離式轉換器與非隔離式轉換器相比更具挑戰。近來，業界對于隔離式 DC-DC 穩壓器中高頻變壓器的性能要求愈發嚴苛，尤其是在 EMI
方面。變壓器不斷變化的繞組間電容相當于 CM
噪聲的關鍵耦合路徑。
所提出的變壓器雙電容模型應用廣泛，使用簡單，這是因為其集總電容可通過一種簡單的測量方法輕松量化。在本 EMI
系列文章的下一部分，將采用該模型設計隔離型轉換器的 EMI 抑制技術并對其進行表征，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內容。
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