汽車、小型電動汽車 (EV) 、無繩工具和充電站對電源的要求越來越高，推動了向 48 V 電源系統的轉變。這些系統的優點是效率高、損耗低、體積小和重量輕。所有這些電源系統將 48 V 總線提供的電源轉換成可用電壓，但需要使用電源轉換器。
電源轉換器使用開關電源技術，將 48 V 直流電轉換為選定的電壓。Texas Instruments 的 UCC28251PWR 便是這方面的一款典型 48 V 轉換器，該器件基于半橋配置型電源開關器件，如場效應晶體管 (FET) ，如圖 1 中的 Q1 和 Q2。這些器件通過脈沖寬度調制 (PWM) 控制器控制，以產生、調節所需的輸出電壓。
圖 1：典型的 DC-DC 轉換器使用 PWM 控制器驅動半橋配置型功率 FET。控制器調節 FET 輸入端的脈沖寬度，以產生輸出端的所需電壓 (VOUT) 并進行調節。（圖片來源：Texas Instruments）
在該電路中，場效應管 Q1 和 Q2 構成半橋拓撲結構。這兩個受控器件交替導通，以驅動變壓器。場效應管 Q3 和 Q4 是同步整流器，將變壓器次級的開關波形轉換為直流。同步整流器消除了與半導體整流器相關的串聯壓降，從而提高了效率。這些整流 FET 必須與初級電源開關器件同步驅動。
逆變器拓撲結構可以替代上述器件，這種結構包括由四個場效應管構成的全橋或“H”橋電路，或用于三相轉換器的六個場效應管級聯全電橋電路。所有這些技術都使用一對或多對功率器件。成對器件串連，就像圖 1 中的場效應管。
但是，這些拓撲結構都存在兩個關鍵問題。第一個問題是，決不允許高壓側 (Q1) 和低壓側 (Q2) 的開關器件同時導通。否則，48 V 總線和接地之間會出現短路。這種情況被稱為擊穿，并且通常會損壞電源開關。通過獨立控制每個電源器件的開關時間，可以防止擊穿。其目標是讓激活器件在非激活器件導通之前關斷。
這兩個事件（導通和關斷）之間的延遲被稱為初級空載時間。空載時間是通過比較在最大控制器脈沖寬度下，高壓側和低壓側 FET 的門極至源極電壓 (VGS) 的轉換時間來測量的（圖 2） 。兩組轉換之間的延遲就是空載時間。
圖 2：初級空載時間是通過比較在最大控制器脈沖寬度下、高壓側和低壓側 FET 的 VGS 轉換時間來測量的。兩組轉換之間的延遲就是空載時間。在這個例子中，空載時間是1.498 ns 和 1.166 ns。（圖片來源：Art Pini）
在圖 2 中，低壓側 FET (VGS LO) 關斷和高壓側 FET (VGS Hi) 導通之間的延遲是1.498 ns。另一種情況是，在高壓側場效應管關斷和低壓側場效應管導通期間，延遲為 1.166 ns。如果這兩個測量的延遲都為正，空載時間是可以接受的。注意，測量是在 PWM 控制器輸出的最大脈寬下進行的。
在空載時間內，兩個器件都沒有導通；這就構成了“空載”損失。像所有損失一樣，將其保持在最低限度變得越來越重要。
第二個關鍵問題是協調同步整流器的工作和初級開關動作。
圖 1 所示的 UCC28251PWR 控制器可以控制半橋或全橋電路，并提供柵極驅動信號和具有可設置延遲的同步整流器輸出。UCC28251PWR 控制初級側的空載時間，還包括逐周期過流保護。初級輸出和次級同步整流器驅動信號之間的延遲（稱為初級空載時間）可通過兩個外部電阻器單獨設置。
PWM 控制器搭配使用初級側半橋柵極驅動 IC——Texas Instruments UCC27210DDAR。這款 IC 驅動半橋配置中的兩個 N 溝道 FET 的柵源級輸入。由于自身的固有傳播延遲，即 18 ns（典型值），該器件會影響初級側的空載時間。通過匹配兩個柵極驅動輸出之間的延遲，可以將傳播延遲問題最小化。UCC27210DDAR 柵極驅動器 IC 的輸出在 2ns 內完成匹配。具有類似時序特性的同系列柵極驅動器用來驅動同步整流 FET。
總結
遷移到 48 V 系統在效率、尺寸和重量方面具有天然優勢，但設計者需要了解空載時間原因以及如何將其降至最小。如圖所示，特種 IC 具有保障 48 V 電源轉換器正常工作的必要功能。這類 IC 控制初級和次級空載時間，消除了半橋和全橋電路拓撲結構中可能存在的主要問題。 |
