1． 模擬運放的分類及特點
模擬運算放大器從誕生至今，已有40多年的歷史了。最早的工藝是采用硅NPN工藝，后來改進為硅NPN-PNP工藝（后面稱為標準硅工藝）。在結型場效應管技術成熟后，又進一步的加入了結型場效應管工藝。當MOS管技術成熟后，特別是CMOS技術成熟后，模擬運算放大器有了質的飛躍，一方面解決了低功耗的問題，另一方面通過混合模擬與數字電路技術，解決了直流小信號直接處理的難題。
經過多年的發展，模擬運算放大器技術已經很成熟，性能曰臻完善，品種極多。這使得初學者選用時不知如何是好。為了便于初學者選用，本文對集成模擬運算放大器采用工藝分類法和功能/性能分類分類法等兩種分類方法，便于讀者理解，可能與通常的分類方法有所不同。
1．1．根據制造工藝分類
根據制造工藝，目前在使用中的集成模擬運算放大器可以分為標準硅工藝運算放大器、在標準硅工藝中加入了結型場效應管工藝的運算放大器、在標準硅工藝中加入了MOS工藝的運算放大器。按照工藝分類，是為了便于初學者了解加工工藝對集成模擬運算放大器性能的影響，快速掌握運放的特點。
標準硅工藝的集成模擬運算放大器的特點是開環輸入阻抗低，輸入噪聲低、增益稍低、成本低，精度不太高，功耗較高。這是由于標準硅工藝的集成模擬運算放大器內部全部采用NPN-PNP管，它們是電流型器件，輸入阻抗低，輸入噪聲低、增益低、功耗高的特點，即使輸入級采用多種技術改進，在兼顧起啊挺能的前提下仍然無法擺脫輸入阻抗低的問題，典型開環輸入阻抗在1M歐姆數量級。為了顧及頻率特性，中間增益級不能過多，使得總增益偏小，一般在80~110dB之間。標準硅工藝可以結合激光修正技術，使集成模擬運算放大器的精度大大提高，溫度漂移指標目前可以達到0.15ppm。通過變更標準硅工藝，可以設計出通用運放和高速運放。典型代表是LM324。
在標準硅工藝中加入了結型場效應管工藝的運算放大器主要是將標準硅工藝的集成模擬運算放大器的輸入級改進為結型場效應管，大大提高運放的開環輸入阻抗，順帶提高通用運放的轉換速度，其它與標準硅工藝的集成模擬運算放大器類似。典型開環輸入阻抗在1000M歐姆數量級。典型代表是TL084。
在標準硅工藝中加入了MOS場效應管工藝的運算放大器分為三類，一類是是將標準硅工藝的集成模擬運算放大器的輸入級改進為MOS場效應管，比結型場效應管大大提高運放的開環輸入阻抗，順帶提高通用運放的轉換速度，其它與標準硅工藝的集成模擬運算放大器類似。典型開環輸入阻抗在10^12歐姆數量級。典型代表是CA3140。
第二類是采用全MOS場效應管工藝的模擬運算放大器，它大大降低了功耗，但是電源電壓降低，功耗大大降低，它的典型開環輸入阻抗在10^12歐姆數量級。
第三類是采用全MOS場效應管工藝的模擬數字混合運算放大器，采用所謂斬波穩零技術，主要用于改善直流信號的處理精度，輸入失調電壓可以達到 0.01uV，溫度漂移指標目前可以達到0.02ppm。在處理直流信號方面接近理想運放特性。它的典型開環輸入阻抗在10^12歐姆數量級。典型產品是 ICL7650。
1．2．按照功能/性能分類
本分類方法參考了《中國集成電路大全》集成運算放大器。
按照功能/性能分類，模擬運算放大器一般可分為通用運放、低功耗運放、精密運放、高輸入阻抗運放、高速運放、寬帶運放、高壓運放，另外還有一些特殊運放，例如程控運放、電流運放、電壓跟隨器等等。實際上由于為了滿足應用需要，運放種類極多。本文以上述簡單分類法為準。
需要說明的是，隨著技術的進步，上述分類的門檻一直在變化。例如以前的LM108最初是歸入精密運放類，現在只能歸入通用運放了。另外，有些運放同時具有低功耗和高輸入阻抗，或者與此類似，這樣就可能同時歸入多個類中。
通用運放實際就是具有最基本功能的最廉價的運放。這類運放用途廣泛，使用量最大。
低功耗運放是在通用運放的基礎上大降低了功耗，可以用于對功耗有限制的場所，例如手持設備。它具有靜態功耗低、工作電壓可以低到接近電池電壓、在低電壓下還能保持良好的電氣性能。隨著MOS技術的進步，低功耗運放已經不是個別現象。低功耗運放的靜態功耗一般低于1mW。
精密運放是指漂移和噪聲非常低、增益和共模抑制比非常高的集成運放，也稱作低漂移運放或低噪聲運放。這類運放的溫度漂移一般低于1uV/攝氏度。由于技術進步的原因，早期的部分運放的失調電壓比較高，可能達到1mV；現在精密運放的失調電壓可以達到0.1mV；采用斬波穩零技術的精密運放的失調電壓可以達到0.005mV。精密運放主要用于對放大處理精度有要求的地方，例如自控儀表等等。
高輸入阻抗運放一般是指采用結型場效應管或是MOS管做輸入級的集成運放，這包括了全MOS管做的集成運放。高輸入阻抗運放的輸入阻抗一般大于109歐姆。作為高輸入阻抗運放的一個附帶特性就是轉換速度比較高。高輸入阻抗運放用途十分廣泛，例如采樣保持電路、積分器、對數放大器、測量放大器、帶通濾波器等等。
高速運放是指轉換速度較高的運放。一般轉換速度在100V/us以上。高速運放用于高速AD/DA轉換器、高速濾波器、高速采樣保持、鎖相環電路、模擬乘法器、機密比較器、視頻電路中。目前最高轉換速度已經可以做到6000V/us。
寬帶運放是指-3dB帶寬（BW）比通用運放寬得多的集成運放。很多高速運放都具有較寬的帶寬，也可以稱作高速寬帶運放。這個分類是相對的，同一個運放在不同使用條件下的分類可能有所不同。寬帶運放主要用于處理輸入信號的帶寬較寬的電路。
高壓運放是為了解決高輸出電壓或高輸出功率的要求而設計的。在設計中，主要解決電路的耐壓、動態范圍和功耗的問題。高壓運放的電源電壓可以高于±20VDC，輸出電壓可以高于±20VDC。當然，高壓運放可以用通用運放在輸出后面外擴晶體管/MOS管來代替。

2． 運放的主要參數
本節以《中國集成電路大全》集成運算放大器為主要參考資料，同時參考了其它相關資料。
集成運放的參數較多，其中主要參數分為直流指標和交流指標。
其中主要直流指標有輸入失調電壓、輸入失調電壓的溫度漂移（簡稱輸入失調電壓溫漂）、輸入偏置電流、輸入失調電流、輸入偏置電流的溫度漂移（簡稱輸入失調電流溫漂）、差模開環直流電壓增益、共模抑制比、電源電壓抑制比、輸出峰-峰值電壓、最大共模輸入電壓、最大差模輸入電壓。
主要交流指標有開環帶寬、單位增益帶寬、轉換速率SR、全功率帶寬、建立時間、等效輸入噪聲電壓、差模輸入阻抗、共模輸入阻抗、輸出阻抗。
2．1 直流指標
輸入失調電壓VIO：輸入失調電壓定義為集成運放輸出端電壓為零時，兩個輸入端之間所加的補償電壓。輸入失調電壓實際上反映了運放內部的電路對稱性，對稱性越好，輸入失調電壓越小。輸入失調電壓是運放的一個十分重要的指標，特別是精密運放或是用于直流放大時。輸入失調電壓與制造工藝有一定關系，其中雙極型工藝（即上述的標準硅工藝）的輸入失調電壓在±1~10mV之間；采用場效應管做輸入級的，輸入失調電壓會更大一些。對于精密運放，輸入失調電壓一般在 1mV以下。輸入失調電壓越小，直流放大時中間零點偏移越小，越容易處理。所以對于精密運放是一個極為重要的指標。

輸入失調電壓的溫度漂移（簡稱輸入失調電壓溫漂）αVIO：輸入失調電壓的溫度漂移定義為在給定的溫度范圍內，輸入失調電壓的變化與溫度變化的比值。這個參數實際是輸入失調電壓的補充，便于計算在給定的工作范圍內，放大電路由于溫度變化造成的漂移大小。一般運放的輸入失調電壓溫漂在±10~20μV/℃之間，精密運放的輸入失調電壓溫漂小于±1μV/℃。

輸入偏置電流IIB：輸入偏置電流定義為當運放的輸出直流電壓為零時，其兩輸入端的偏置電流平均值。輸入偏置電流對進行高阻信號放大、積分電路等對輸入阻抗有要求的地方有較大的影響。輸入偏置電流與制造工藝有一定關系，其中雙極型工藝（即上述的標準硅工藝）的輸入偏置電流在±10nA~1μA之間；采用場效應管做輸入級的，輸入偏置電流一般低于1nA。

輸入失調電流IIO：輸入失調電流定義為當運放的輸出直流電壓為零時，其兩輸入端偏置電流的差值。輸入失調電流同樣反映了運放內部的電路對稱性，對稱性越好，輸入失調電流越小。輸入失調電流是運放的一個十分重要的指標，特別是精密運放或是用于直流放大時。輸入失調電流大約是輸入偏置電流的百分之一到十分之一。輸入失調電流對于小信號精密放大或是直流放大有重要影響，特別是運放外部采用較大的電阻（例如10k?或更大時），輸入失調電流對精度的影響可能超過輸入失調電壓對精度的影響。輸入失調電流越小，直流放大時中間零點偏移越小，越容易處理。所以對于精密運放是一個極為重要的指標。

輸入失調電流的溫度漂移（簡稱輸入失調電流溫漂）：輸入偏置電流的溫度漂移定義為在給定的溫度范圍內，輸入失調電流的變化與溫度變化的比值。這個參數實際是輸入失調電流的補充，便于計算在給定的工作范圍內，放大電路由于溫度變化造成的漂移大小。輸入失調電流溫漂一般只是在精密運放參數中給出，而且是在用以直流信號處理或是小信號處理時才需要關注。

差模開環直流電壓增益：差模開環直流電壓增益定義為當運放工作于線性區時，運放輸出電壓與差模電壓輸入電壓的比值。由于差模開環直流電壓增益很大，大多數運放的差模開環直流電壓增益一般在數萬倍或更多，用數值直接表示不方便比較，所以一般采用分貝方式記錄和比較。一般運放的差模開環直流電壓增益在 80~120dB之間。實際運放的差模開環電壓增益是頻率的函數，為了便于比較，一般采用差模開環直流電壓增益。
共模抑制比：共模抑制比定義為當運放工作于線性區時，運放差模增益與共模增益的比值。共模抑制比是一個極為重要的指標，它能夠抑制差模輸入==模干擾信號。由于共模抑制比很大，大多數運放的共模抑制比一般在數萬倍或更多，用數值直接表示不方便比較，所以一般采用分貝方式記錄和比較。一般運放的共模抑制比在80~120dB之間。

電源電壓抑制比：電源電壓抑制比定義為當運放工作于線性區時，運放輸入失調電壓隨電源電壓的變化比值。電源電壓抑制比反映了電源變化對運放輸出的影響。目前電源電壓抑制比只能做到80dB左右。所以用作直流信號處理或是小信號處理模擬放大時，運放的電源需要作認真細致的處理。當然，共模抑制比高的運放，能夠補償一部分電源電壓抑制比，另外在使用雙電源供電時，正負電源的電源電壓抑制比可能不相同。

輸出峰-峰值電壓：輸出峰-峰值電壓定義為，當運放工作于線性區時，在指定的負載下，運放在當前大電源電壓供電時，運放能夠輸出的最大電壓幅度。除低壓運放外，一般運放的輸出輸出峰-峰值電壓大于±10V。一般運放的輸出峰-峰值電壓不能達到電源電壓，這是由于輸出級設計造成的，現代部分低壓運放的輸出級做了特殊處理，使得在10k?負載時，輸出峰-峰值電壓接近到電源電壓的50mV以內，所以稱為滿幅輸出運放，又稱為軌到軌（raid-to-raid）運放。需要注意的是，運放的輸出峰-峰值電壓與負載有關，負載不同，輸出峰-峰值電壓也不同；運放的正負輸出電壓擺幅不一定相同。對于實際應用，輸出峰- 峰值電壓越接近電源電壓越好，這樣可以簡化電源設計。但是現在的滿幅輸出運放只能工作在低壓，而且成本較高。

最大共模輸入電壓：最大共模輸入電壓定義為，當運放工作于線性區時，在運放的共模抑制比特性顯著變壞時的共模輸入電壓。一般定義為當共模抑制比下降6dB 是所對應的共模輸入電壓作為最大共模輸入電壓。最大共模輸入電壓限制了輸入信號中的最大共模輸入電壓范圍，在有干擾的情況下，需要在電路設計中注意這個問題。

最大差模輸入電壓：最大差模輸入電壓定義為，運放兩輸入端允許加的最大輸入電壓差。當運放兩輸入端允許加的輸入電壓差超過最大差模輸入電壓時，可能造成運放輸入級損壞。

2．2 主要交流指標
開環帶寬：開環帶寬定義為，將一個恒幅正弦小信號輸入到運放的輸入端，從運放的輸出端測得開環電壓增益從運放的直流增益下降3db（或是相當于運放的直流增益的0.707）所對應的信號頻率。這用于很小信號處理。

單位增益帶寬GB：單位增益帶寬定義為，運放的閉環增益為1倍條件下，將一個恒幅正弦小信號輸入到運放的輸入端，從運放的輸出端測得閉環電壓增益下降 3db（或是相當于運放輸入信號的0.707）所對應的信號頻率。單位增益帶寬是一個很重要的指標，對于正弦小信號放大時，單位增益帶寬等于輸入信號頻率與該頻率下的最大增益的乘積，換句話說，就是當知道要處理的信號頻率和信號需要的增以后，可以計算出單位增益帶寬，用以選擇合適的運放。這用于小信號處理中運放選型。

轉換速率（也稱為壓擺率）SR：運放轉換速率定義為，運放接成閉環條件下，將一個大信號（含階躍信號）輸入到運放的輸入端，從運放的輸出端測得運放的輸出上升速率。由于在轉換期間，運放的輸入級處于開關狀態，所以運放的反饋回路不起作用，也就是轉換速率與閉環增益無關。轉換速率對于大信號處理是一個很重要的指標，對于一般運放轉換速率SR<=10V/μs，高速運放的轉換速率SR>10V/μs。目前的高速運放最高轉換速率SR達到 6000V/μs。這用于大信號處理中運放選型。

全功率帶寬BW：全功率帶寬定義為，在額定的負載時，運放的閉環增益為1倍條件下，將一個恒幅正弦大信號輸入到運放的輸入端，使運放輸出幅度達到最大（允許一定失真）的信號頻率。這個頻率受到運放轉換速率的限制。近似地，全功率帶寬=轉換速率/2πVop（Vop是運放的峰值輸出幅度）。全功率帶寬是一個很重要的指標，用于大信號處理中運放選型。

建立時間：建立時間定義為，在額定的負載時，運放的閉環增益為1倍條件下，將一個階躍大信號輸入到運放的輸入端，使運放輸出由0增加到某一給定值的所需要的時間。由于是階躍大信號輸入，輸出信號達到給定值后會出現一定抖動，這個抖動時間稱為穩定時間。穩定時間+上升時間=建立時間。對于不同的輸出精度，穩定時間有較大差別，精度越高，穩定時間越長。建立時間是一個很重要的指標，用于大信號處理中運放選型。

等效輸入噪聲電壓：等效輸入噪聲電壓定義為，屏蔽良好、無信號輸入的的運放，在其輸出端產生的任何交流無規則的干擾電壓。這個噪聲電壓折算到運放輸入端時，就稱為運放輸入噪聲電壓（有時也用噪聲電流表示）。對于寬帶噪聲，普通運放的輸入噪聲電壓有效值約10~20μV。

差模輸入阻抗（也稱為輸入阻抗）：差模輸入阻抗定義為，運放工作在線性區時，兩輸入端的電壓變化量與對應的輸入端電流變化量的比值。差模輸入阻抗包括輸入電阻和輸入電容，在低頻時僅指輸入電阻。一般產品也僅僅給出輸入電阻。采用雙極型晶體管做輸入級的運放的輸入電阻不大于10兆歐；場效應管做輸入級的運放的輸入電阻一般大于109歐。

共模輸入阻抗：共模輸入阻抗定義為，運放工作在輸入信號時（即運放兩輸入端輸入同一個信號），共模輸入電壓的變化量與對應的輸入電流變化量之比。在低頻情況下，它表現為共模電阻。通常，運放的共模輸入阻抗比差模輸入阻抗高很多，典型值在108歐以上。

輸出阻抗：輸出阻抗定義為，運放工作在線性區時，在運放的輸出端加信號電壓，這個電壓變化量與對應的電流變化量的比值。在低頻時僅指運放的輸出電阻。這個參數在開環測試。

3． 運算放大器的對信號放大的影響和運放的選型
由于運算放大器芯片型號眾多，即使按照上述辦法分類，種類也不少，細分就更多了，這對于初學者就難免犯暈。本節力求通過幾個實際電路的分析，明確運算放大器的對信號放大的影響，最后總結如何選擇運放。
CA3140的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 5000
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 8
輸入失調電流 pA 0.5
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 0.005

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 5000
輸入失調電流造成的誤差 μV 0.0045
合計本項誤差為 μV 5000
輸入信號200mV時的相對誤差 % 2.5
輸入信號100mV時的相對誤差 % 5
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 20
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 50
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 500
初步結論是：高阻運放的輸入失調電流很小，它造成的誤差遠遠不及輸入失調電壓造成的誤差，可以忽略；而輸入失調電壓造成的誤差仍然不小，但是可以在工作范圍的中心溫度處通過調零消除。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 200
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 0.001
合計本項誤差為 μV 200
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.1
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.2
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.8
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 2
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 20
初步結論是：高阻運放的輸入失調電流溫漂很小，它造成的誤差遠遠不及輸入失調電壓溫漂造成的誤差，可以忽略；在使用高阻運放時，由于失調電壓溫度系數較大，造成的影響較大，使得它不適合放大100mV以下直流信號。若以上兩項誤差合計將更大。
由于高阻運放的輸入失調電流只有通用運放的千分之一，因此若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，幾乎不會造成可明顯察覺的誤差。

HA5159的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 10000
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 20
輸入失調電流 nA 6
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 60

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 10000
輸入失調電流造成的誤差 μV 54.5
合計本項誤差為 μV 10054
輸入信號200mV時的相對誤差 % 5.0
輸入信號100mV時的相對誤差 % 10.1
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 40.2
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 100.5
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 1005
初步結論是：輸入失調電壓和輸入失調電流造成的誤差較大，但是可以在工作范圍的中心溫度處通過調零消除。其中輸入失調電壓造成的誤差遠遠超過輸入失調電流造成的誤差。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 500
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 13.6
合計本項誤差為 μV 513
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.3
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.51
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 2.05
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 5.14
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 51.4
初步結論是：在使用高速運放時，由于失調電壓溫度系數較大，造成的影響較大，使得它不適合放大100mV以下直流信號。若以上兩項誤差合計將更大。

若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，造成誤差如下：
這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 10000
輸入失調電流造成的誤差 μV 109
合計本項誤差為 μV 10109
這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 500
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 27.3
合計本項誤差為 μV 527
初步結論：僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，運放的輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差不變，而輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差隨之增加了一倍。所以，對于高阻信號源或是運放外圍的電阻較高時，輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差會很快增加，甚至有可能超過輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差，所以這時需要考慮采用高阻運放或是低失調運放。

低功耗運放LF441的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 7500
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 10
輸入失調電流 nA 1.5
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 15

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 7500
輸入失調電流造成的誤差 μV 13.6
合計本項誤差為 μV 7513
輸入信號200mV時的相對誤差 % 3.8
輸入信號100mV時的相對誤差 % 7.5
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 30.1
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 75.1
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 751
初步結論是：輸入失調電壓和輸入失調電流造成的誤差較大，但是可以在工作范圍的中心溫度處通過調零消除。其中輸入失調電壓造成的誤差遠遠超過輸入失調電流造成的誤差。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 250
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 3.4
合計本項誤差為 μV 253
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.1
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.25
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 1.01
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 2.53
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 25.3
初步結論是：在使用高速運放時，由于失調電壓溫度系數較大，造成的影響較大，使得它不適合放大100mV以下直流信號。若以上兩項誤差合計將更大。

若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，造成誤差如下：
這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 7500
輸入失調電流造成的誤差 μV 27.3
合計本項誤差為 μV 7527
這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 250
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 6.8
合計本項誤差為 μV 257
初步結論：僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，運放的輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差不變，而輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差隨之增加了一倍。所以，對于高阻信號源或是運放外圍的電阻較高時，輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差會很快增加，甚至有可能超過輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差，所以這時需要考慮采用高阻運放或是低失調運放。

精密運放OP07D的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 85
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 0.7
輸入失調電流 nA 1.6
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 12

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 85
輸入失調電流造成的誤差 μV 14.5
合計本項誤差為 μV 99.5
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.05
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.1
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.4
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 1.0
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 10
初步結論是：精密運放輸入失調電壓和輸入失調電流造成的誤差不太大，而且可以在工作范圍的中心溫度處通過調零消除。其中輸入失調電壓造成的誤差大于輸入失調電流造成的誤差。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 17.5
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 2.7
合計本項誤差為 μV 20.2
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.01
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.02
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.08
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 0.2
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 2.0
初步結論是：在使用精密運放時，由于失調電壓溫度系數不大，造成的影響不大，使得它能夠放大10mV以上的直流信號。

若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，造成誤差如下：
這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 85
輸入失調電流造成的誤差 μV 29.1
合計本項誤差為 μV 114.1
這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 17.5
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 5.5
合計本項誤差為 μV 23
初步結論：僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，運放的輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差不變，而輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差隨之增加了一倍。所以，對于高阻信號源或是運放外圍的電阻較高時，輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差會很快增加，甚至有可能超過輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差，所以這時需要考慮采用增加運放輸入電阻或是降低運放輸入失調電流。

高精度運放ICL7650的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 0.7
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 0.02
輸入失調電流 nA 0.02
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 0.2

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 0.7
輸入失調電流造成的誤差 μV 0.2
合計本項誤差為 μV 0.9
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.0004
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.0009
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.0035
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 0.0088
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 0.088
初步結論是：高精密運放輸入失調電壓和輸入失調電流造成的誤差很小可以不調零。其中輸入失調電壓造成的誤差大于輸入失調電流造成的誤差。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 0.5
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 0.05
合計本項誤差為 μV 0.55
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.0003
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.0005
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.0022
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 0.0055
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 0.055
初步結論是：在使用高精密運放時，由于失調電壓溫度系數很小，幾乎沒有造成影響，使得它能夠放大1mV以以下的直流信號。

若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，造成誤差如下：
這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 0.7
輸入失調電流造成的誤差 μV 0.4
合計本項誤差為 μV 1.1
這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 0.5
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 0.09
合計本項誤差為 μV 0.59
初步結論：僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，運放的輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差不變，而輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差隨之增加了一倍，對于高阻信號源或是運放外圍的電阻較高時，輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差會很快增加，甚至有可能超過輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差。由于這些誤差太小，不調零時的總誤差不過2μV，所以忽略。

3．1 例一，運算放大器的對直流小信號放大的影響
這里的直流小信號指的是信號幅度低于200mV的直流信號。
為了便于介紹，這里采用標準差分電路。這里假定同相輸入端的輸入電阻為R1，同相輸入端的接地電阻為R3，反相輸入端的輸入電阻為R2，反相輸入端的反饋電阻為R4。運放采用雙電源供電。假定R1=R2=10k歐姆，R1=R2=100k歐姆，這樣放大電路的輸入電阻=10k歐姆，運放的同相端和反相端的等效輸入電阻=10k歐姆并聯100k歐姆≈9.09 k歐姆，輸入增益Av=10。
這里假定工作溫度范圍是0~50℃，所以假定調零溫度為25℃，這樣實際有效變化范圍只有25℃，可以減小一半的變化范圍。
還假定輸入信號來自于一個無內阻的信號源，為了突出運放的影響，這里暫時不考慮線路噪聲、電阻噪聲和電源變動等的影響。
這里選用通用運放LM324、高阻運放CA3140、高速運放HA5159、低功耗運放LF441、精密運放OP07D、高精度運放ICL7650等6種運放來比較運算放大器的對直流小信號放大的影響。由于不同廠家的同種運放的指標不盡相同，這里運放的指標來自于中南工業大學出版社出版的《世界最新集成運算放大器互換手冊》，所選的集成運算放大器指標如下：
LM324的主要指標為：
項目 單位 參數
輸入失調電壓 μV 9000
輸入失調電壓溫度漂移 μV/℃ 7
輸入失調電流 nA 7
輸入失調電流溫度漂移 pA/℃ 10

這樣可以計算出，在25℃的溫度下的失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 9000
輸入失調電流造成的誤差 μV 63.6
合計本項誤差為 μV 9063
輸入信號200mV時的相對誤差 % 4.5
輸入信號100mV時的相對誤差 % 9.1
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 36.3
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 90.6
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 906
初步結論是：輸入失調電壓和輸入失調電流造成的誤差較大，但是可以在工作范圍的中心溫度處通過調零消除。其中輸入失調電壓造成的誤差遠遠超過輸入失調電流造成的誤差。

這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 175
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 2.3
合計本項誤差為 μV 177.3
輸入信號200mV時的相對誤差 % 0.09
輸入信號100mV時的相對誤差 % 0.18
輸入信號 25mV時的相對誤差 % 0.71
輸入信號 10mV時的相對誤差 % 1.77
輸入信號 1mV時的相對誤差 % 17.7
初步結論是：在使用LM324時，由于輸入失調電壓溫度系數較大，造成的影響較大，使得它不適合放大100mV以下直流信號。若以上兩項誤差合計將更大。

若其它條件不變，僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，造成誤差如下：
這樣可以計算出，在25℃的溫度下的輸入失調誤差造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓造成的誤差 μV 9000
輸入失調電流造成的誤差 μV 127.3
合計本項誤差為 μV 9127
這樣可以計算出，0~25℃的溫度漂移造成的影響如下：
項目 單位 參數
輸入失調電壓溫漂造成的誤差 μV 175
輸入失調電流溫漂造成的誤差 μV 4.5
合計本項誤差為 μV 179.5
初步結論：僅僅運放的外圍電阻等比例增加一倍，運放的輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差不變，而輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差隨之增加了一倍。所以，對于高阻信號源或是運放外圍的電阻較高時，輸入失調電流和輸入失調電流溫漂造成的誤差會很快增加，甚至有可能超過輸入失調電壓和輸入失調電壓溫漂造成誤差，所以這時需要考慮采用高阻運放或是低失調運放。

3．1 例二，運算放大器的外部電路對直流小信號放大的影響
這里的電路條件與例一相同。
本例主要討論共模抑制比、電源變動抑制、外部電阻不對稱等的影響。
這里仍然選用精密運放OP07D。由于不同廠家的同種運放的指標不盡相同，這里運放的指標來自于中南工業大學出版社出版的《世界最新集成運算放大器互換手冊》，所選的集成運算放大器指標如下：
OP07D的主要指標為：
項目 單位 參數
電源變動抑制 μV/V 10
輸入偏置電流 nA 3
共模抑制比 db 106

由電源變動抑制=10μV/V可以得知，在其它條件不變的情況下，電源電壓變化幅度達到1V時造成輸入失調電壓增加10μV。可見，在低于10mV的微信號的放大中，對精度至少會造成0.1%的影響。
共模抑制比由106db換算為2×105。在其它條件不變的情況下，輸入信號==模電壓幅度達到1V時造成輸入電壓增加5μV。可見，在低于10mV的微信號的放大中，對精度至少會造成0.05%的影響。
這里假定同相輸入端的輸入電阻為R1，同相輸入端的接地電阻為R3，反相輸入端的輸入電阻為R2，反相輸入端的反饋電阻為R4。運放采用雙電源供電。假定 R1=10k歐姆，R2=30k歐姆，R3=100k歐姆，R4=300k歐姆，這樣放大電路的增益Av=10，運放的同相端的等效輸入電阻=10k歐姆并聯100k歐姆≈9.09 k歐姆，反相端的等效輸入電阻=30k歐姆并聯300k歐姆≈27.27 k歐姆。這樣，由于運放輸入偏置電流造成的影響為：
運放的同相端由于輸入偏置電流產生的電壓=3nA×9.09 k歐姆=27.27μV
運放的反相端由于輸入偏置電流產生的電壓=3nA×27.27k歐姆=81.81μV
這樣，對于輸入端造成的誤差等于輸入偏置電流分別在運放的同相端與反相端等效電阻上的電壓的差值（54.54μV）。可見，當運放的同相端與反相端等效電阻不同時，輸入偏置電流將產生一定的影響，其中對于高阻運放的影響較小（它的輸入偏置電流比普通運放小3個數量級），而對非高阻運放影響較大，特別是在低于10mV的微信號的放大中，對精度至少會造成0.2%的影響。
本例總結：
。 對于同一個直流小信號放大時，通用運放、高阻運放、高速運放、低功耗運的性能接近，可以互換，但是從成本和采購角度來說，建議選用通用運放；但是若信號源內阻較大（例如大于10K歐姆）時，采用高阻運放能夠減小運放輸入失調造成的誤差。
。 若不做精度要求時，選用通用運放或是高阻運放。
。 通用運放或是高阻運放只能精密放大100mV以上直流信號。
。 若要求精密放大100mV以下信號時，需要選用精密運放甚至高精度運放；
本例中沒有考慮的影響精度的因素太多，實際條件下，精度會更低