在無線射頻接收機中，射頻信號要經過諸如濾波器、低噪聲放大器及中頻放大器等單元模塊進行傳輸。由于每個單元都有固有噪聲，從而造成輸出信噪比變差。采用多級級聯的系統，前面幾級的噪聲系數對系統影響最大。為了降低整個系統的噪聲系數，必須降低第一、二級的噪聲系數并適當提高它們的功率增益，以降低后面各級的噪聲對系統的影響[1]。低噪聲放大器LNA(L0W-Noise Amplifier)作為無線射頻接收機最前端的關鍵部件，要求：(1)噪聲最小，同時又要求具有一定的增益。(2)要求它有足夠大的線性范圍。(3)要求它與輸入和輸出端口有良好的匹配，以達到最大功率傳輸或者最小噪聲系數，而這兩者又很難同時達到，需要選擇一個折衷方案。(4)要求它應具有一定的選頻功能，以抑制帶外和鏡像頻率的干擾。基于低噪聲放大器的上述四方面要求，本文從功耗限制下的噪聲最優化、阻抗匹配及小信號增益方面出發，詳細討論低噪聲放大器的設計方法，并采用0.25μmCMOS工藝設計一種工作在2.4GHz頻率下、可應用于藍牙系統收發器的全集成的低噪聲放大器。

1 電路分析與設計

采用電感源極負反饋、單端輸入的基本電路形式[2-3]實現的低噪聲放大器(LNA)如圖1所示。圖中，M1、M2和LS組成電感負反饋共源共柵casocode放大電路，以獲得高隔離度、低噪聲系數和良好的輸入阻抗匹配。在輸入回路中，Lg1、Lg2與M1的Cgs1及Ls。諧振在2.4GHz，并與輸入端50=Ω阻抗相匹配，Cb1為輸入端的隔直電容。在輸出回路中，Lt與M2漏極的等效電容諧振在2.4GHz。M3、Rref和Rbias組成偏置電路，調節Rref的大小可控制電路直流工作點和靜態功耗。M1柵極的偏置電壓主要由Rref和M3決定，而Rbias可以進行微調。

1.1 功耗限制下的噪聲最優化

主放大管M1對電路的噪聲貢獻最大，主要表現為溝道熱噪聲和柵感應噪聲。根據噪聲理論[4-5]，溝道寬度W和靜態電流越大，噪聲越小，但實際的設計必須考慮功耗的限制，不可能用增大功耗的辦法來減小噪聲。本設計的功耗要求小于15mW。下面以此為約束條件推導出如何選擇M1的尺寸以獲得最優噪聲。

系統噪聲系數的近似表達式為：

式中，γ、δ分別為MOS管溝道熱噪聲系數和感應柵噪聲系數，c為這兩種噪聲之間的相關系數(它們的取值由工藝決定)，ω0是諧振頻率，υsat、εsat分別表示電子的飽和速度及速度飽和時的電場強度，Rs為50Ω信號源阻抗，PD為電路功耗，Po為輸出功率，Vdd為電源電壓，Vod為輸出電壓的大小。

由Charter公司0.25μmCMOS RF。工藝可以確定M1可取的最小溝道長度L≌0.241μm，電子飽和速度υsat=76090m／s，電子的有效遷移率μeff=0.03932m2／(υs)，速度飽和電場強度為
 

噪聲系數F與M1尺寸選取有著以下密切關系：

式中，QL為輸人諧振同路的品質因子，Cgs為MOS管柵源之間的電容，Cpx為MOS管柵氧化層電容密度。由公式(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得：

對于每一個功耗值，都對應一個最佳的Ql,opt值，使該功耗下的噪聲系數，最小。應用Matlab數學軟件分析得到在15mW的功耗限制下取得最小噪聲時的QL,opt為9.2。代人下式可汁算出M1的溝道寬度為：

本設計中M2的溝道寬度和長度同M1一致，也取為Wm2≌160μm，L≌0.24μm。

1.2 阻抗匹配[6]

低噪聲放大器的輸入阻抗可寫為：
 

MOS管的溝道寬度和長度確定后，可以對放人器進行直流靜態工作點分析，確定M1管的直流參數：gml=4．93×10-2A／V，cgsl=2.30×10-13F，Cgdl=O.71×10-13F。根據(11)和(12)式可計算出：Lt≈0.275nH，Lg1+Lg2≈18.86nH。在后面的電路仿真中，對器件參數做了微調，最終取Ls=0.43nH，Lg1=Lg2=8.89nH，這與理論計算非常接近。Lt與M2漏極的等效電容諧振在2.4GHz下，M2漏極的等效電容可由直流靜態工作點仿真分析得到：Cdd2=0.76x10-13F，從而可算出Lt≈6nH。為了與50Ω的輸出負載電阻匹配，由輸出阻抗的Smith圓圖可確定cb2=o.7pF，CL=O.6pF。

1.3 電壓增益

LNA的電壓增益主要由輸入級的總跨導和輸出端的負載決定[7-8]。圖2所示的是LNA基本電路的小信號等效電路(這里忽略了，溝道調制效應的影響)。其中兄RS為信號源內阻，Rl=ωTLs是LNA輸入阻抗的實部，R2≈Q′Lω0Lt是輸出阻抗的實部，Q′L為電感Lt的品質因子，ωT是M1的截止頻率。當輸入、輸出回路諧振在工作頻率ωo時，由圖2可得到輸入回路的總跨導為：
 

M1的小信號電流glmlVin一部分流過M2，另一部分流過M1漏極的等效電容Cl(C1=Cdb1+Csb2)。流過M2的電流為：

當輸出端電感Lt與M2的漏極總電容C2諧振在工作頻率時，則電壓增益為：
 

因此，增大晶體管的跨導和電感的Q′L值能有效地提高增益。另外，源極負反饋電感Ls的取值對增益也有影響。一般可以采用增大靜態電流和晶體管尺寸的方法增大跨導，但應考慮電路功耗的限制。本文設計的LNA采用的電感均為CMOS工藝的片內螺旋電感，Q′L值都不高，所以應選用Q′L值高的螺旋電感以提高增益。

2 模擬結果

電路中所有元件取自Chater公司0.25μmCMOS RF工藝庫，并全部集成在芯片內部。使用Cadence的Spec-tre進行了模擬分析。LNA的S參數如圖3所示，由圖可知，模擬顯示該放大器的功耗為16mW，正向增益S21在2.4GHz頻率時最大值為15dB，反射系數S11小于-23dB，S22小于-20dB。由此說明低噪聲放大器實現了與輸入、輸出端口的良好匹配，并能取得較大的增益。噪聲系數的頻率響應如圖4所示，NF在2.4GHz處取得最小值2.7dB。對線性度進行了模擬，LNA的1dB壓縮點如圖5所示，1dB壓縮點為-10.5dBm。表1列出了低噪聲放大器的模擬結果。
 

本文詳細介紹了功耗限制條件下噪聲最優化的低噪聲放大器的設計方法，并采用0.251μmCMOS RF工藝設計了一種2.4GHz低噪聲放大器。模擬結果表明，采用2.5V電源時，功耗為16mW，在2.4GHz工作頻率下，正向增益S21可達15dB，反射參數S11小于-23dB，S22小于-20dB，噪聲系數NF為2.7dB。