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| 如何在對電橋傳感器進行電路設計時避免陷入困境 |
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| 文章來源： 更新時間：2014/4/11 15:46:00 |
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儀表放大器可以調理傳感器生成的電信號，從而實現這些信號的數字化、存儲或將其用于控制信號一般較小，因此，放大器可能需要配置為高增益。另外，信號可能會疊加大共模電壓， 也可能疊加較大直流失調電壓。精密儀表放大器可以提供高增益，選擇性地放大兩個輸入電壓之間的差異，同時抑制兩個輸入中共有的信號。
惠斯登電橋是這種情況的經典例子，但像生物傳感器一類的原 電池具有類似的特性。電橋輸出信號為差分信號，因此，儀表放大器是高精度測量的首選。理想情況下，無負載電橋輸出為零，但僅當所有四個電阻均完全相同時，這種情況方為真。假如有一個以分立式電阻構建的電橋，如圖 1 所示。最差情況差 分失調 VOS為
 (1)
其中，VEX 為電橋激勵電壓， TOL 為電阻容差（單位為百分比）。
圖 1 惠斯登電橋失調
例如，在各元件的容差均為 0.1%且激勵電壓為 5 V 時，差分失調可以高達±5 mV。如果需要 400 的增益來實現所需電橋靈 敏度，則放大器輸出端的失調變成±2 V。假設放大器由同一電源驅動，并且其輸出可以軌到軌擺動，則僅電橋失調就可能消耗掉 80%以上的輸出擺幅。在行業要求電源電壓越來越小的趨 勢下，這個問題只會變得更加糟糕。
傳統的三運放儀表放大器架構（如圖 2 所示）有一個差分增益 級，其后為一個減法器，用于移除共模電壓。增益施加于第一 級，因此，失調放大的倍數與目標信號相同。因此，將其移除的唯一方法是在參考(REF)端施加反電壓。這種方法的主要不 足在于，如果放大器的第一級已經飽和，則調節 REF 上的電 壓并不能更正失調。克服這點不足的幾種方法包括：
根據具體情況，以外部電阻對電橋分流，但對于自動化 生產來說，這是不現實的，而且在出廠后是無法調整的
減少第一級增益，通過微調 REF 上的電壓來移除失調， 并再添一個放大器電路以實現所需增益
減少第一級增益，以高分辨率 ADC 完成數字化輸出，并 在軟件中移除失調
后兩種選項還需要考慮最差情況下與原始失調值的偏差，從而 進一步減少第一級的最大增益。這些解決方案并不理想，因為它們需要額外的電源、電路板空間或成本，來達到高 CMRR 和低噪聲的目標。另外，交流耦合并不是測量直流或超慢移動信號的一種選擇。
圖 2 三運放儀表放大器拓撲結構
間接電流反饋(ICF)儀表放大器（如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失調。圖 3 顯示ICF拓撲結構原理圖。
圖 3 間接電流反饋儀表放大器拓撲結構
該儀表放大器的傳遞函數在形式上與經典三運放拓撲結構的 傳遞函數相同，其計算公式為
 (2)
由于輸入之間的電壓等于反饋(FB)與參考(REF)端子之間的電 壓時，放大器的反饋要求可得到滿足，因此，我們可將該公式 重寫為
 (3)
這意味著，引入一個等于反饋和參考端子之間失調的電壓，即 使在存在大輸入失調的情況下，也可將輸出調整為零伏特。如圖 4 所示，該調整可以通過以下方法實現：從一個簡單的電壓源（如低成本 DAC）或者來自嵌入式微控制器的濾波 PWM 信 號，通過電阻 RA 將一個小電流注入反饋節點。
圖 4 帶失調移除功能的高增益電橋電路
設計步驟
等式(3)，1 與 R2 之比將增益設為：
 (4)
設計師必須確定電阻值。較大電阻值可降低功耗和輸出負載； 較小 值可限制FB輸入偏置電流和輸入阻抗誤差。如果 R1 和 R2 的并聯 組合大于約30 kΩ， 則電阻開始引起噪聲。 表1顯示了一些建議值。
表 1 各種增益的推薦電阻（1%電阻）
| R1 (kΩ) |
R2 (kΩ)
|
增益
|
| 無 |
短路
|
1
|
|
49.9
|
49.9
|
2
|
|
20
|
80.6
|
5.03
|
|
10
|
90.9
|
10.09
|
|
5
|
95.3
|
20.06
|
|
2
|
97.6
|
49.8
|
|
1
|
100
|
101
|
|
1
|
200
|
201
|
|
1
|
499
|
500
|
|
1
|
1000
|
1001
|
為了簡化 RA值的查找過程，假設采用雙電源運行模式，有一個接地 REF 端子和一個已知的雙極性調整電壓 VA。這種情況 下的輸出電壓可通過以下公式計算：
 (5)
注意， 從VA至輸出的增益為反相。 VA 的增加會使輸出電壓降低， 比值為R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下，可以針對給定的輸入失調，使調整范圍達到最大。由于調整范圍指向增益之前的放大器輸入， 因此，即使在低分辨率源的情況下，也可實施微調。由于 RA 一 般都比 R1大得多，因此，我們可以得到等式(5)的近似值：
 (6)
為了找到一個 RA值以允許最大失調調整范圍 VIN(MAX)， 在給定調整電壓范圍 VA(MAX)的情況下，使VOUT = 0 ，求 RA，結果得到
 (7)
其中， VIN(MAX) 為傳感器預期的最大失調。等式(5)同時顯示， 調整電路的插入會修改從輸入到輸出的增益。即使如此，其影 響一般也很小，增益可以重新計算為：
 (8)
一般地，對于單電源電橋調理應用，參考端的電壓應大于信號 地。如果電橋輸出可以在正負間擺動，情況尤其如此。如果基 準電壓源由一個低阻抗源（如分阻器和緩沖器）驅動至電壓 VREF，如圖 5 所示，則等式(5)變為：
 (9)
如果相對于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ，則可得到相同 的結果。 VA(MAX) – VREF 也應替換等式(7)中的 VA(MAX)。
設計示例
假設有一個單電源電橋放大器，如圖 4 所示，其中，用 3.3 V 電壓來激勵電橋并驅動放大器。滿量程電橋輸出為±15 mV， 失調可能處于±25-mV 的范圍。為了取得所需靈敏度，放大器 增益需為 100，ADC 的輸入范圍為 0 V 至 3.3 V。由于電橋的 輸出可以為正，也可以為負，因此，其輸出指向中間電源或 1.65 V。只需通過施加 100 的增益，失調本身即會強制使放大器輸 出處于–0.85 V 至+4.15 V 的范圍內，這超過了電源軌。
這個問題可通過圖 5 所示的電路來解決。電橋放大器A1 是一個 像AD8237 一樣的ICF儀表放大器。放大器A2，帶R4 和R5，將 A1 的零電平輸出設為中間電源。 AD5601 8 位DAC對輸出進行 調整，通過RA使電橋失調為 0。然后，放大器的輸出由 AD7091 微功耗 12 位ADC數字化。
圖 5 針對單電源工作模式而修改的失調移除電路
從表1可以發現， 增益為101時， R1和R2 需為1 kΩ和100 kΩ。 電路包括一個可以在 0 V 至 3.3 V 范圍內擺動，或者在 1.65V 基準電壓左右擺動±1.65 V。為了計算 RA 的值，我們使用等式 (6)。其中，VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V， RA = 65.347 kΩ。當電阻容差為 1%時，最接近的值為 64.9 kΩ。然而，這 沒有為源精度和溫度變化導致的誤差留下任何裕量，因此，我 們選擇一個常見的 49.9-kΩ 低成本電阻。這樣做的代價是調整 分辨率降低了，結果導致略大的調整后失調。
從等式(7)，我們可以算出額定增益值為 103。如果設計師希望 得到接近目標值 100 的增益值，最簡單的辦法是使 R2 的值降 低 3%左右，至 97.6 kΩ，結果對 RA 的值的影響非常小。在新 的條件下，額定增益為 100.6。
由于DAC可以擺動±1.65 V，因此，總失調調整范圍可通過由RA 以及R1和R2的并聯組合形成的分壓器給定，其計算方法如下：
 (10)
在±25-mV 最大電橋失調范圍內，±32.1-mV 的調整范圍可提供 28%的額外調整裕量。對于 8 位 DAC，調整步長為
 (11)
對于 250-µV 調整分辨率，輸出端的最大殘余失調為 12.5 mV。
R3 和 C1 c的值可以通過ADC數據手冊中的建議值或參考文獻2 來確定。對于采樣率為 1 MSPS 的 AD7091，這些值為 51 Ω 和 4.7 nF。在以較低速率采樣時，可以使用較大的電阻或電容組 合，以進一步減少噪聲和混疊效應。
該電路的另一個優勢在于，可以在生產或安裝時完成電橋失調 調整。如果環境條件、傳感器遲滯或長期漂移對失調值有影響， 則可重新調整電路。
受其真軌到軌輸入影響，AD8237 最適合采用超低電源電壓的 電橋應用。對于要求較高電源電壓的傳統工業應用，AD8420 不失為一款良好的替代器件。該 ICF 儀表放大器采用 2.7 V 至 36 V 電源供電，功耗低 60%。
表 2 是對兩款儀表放大器進行了比較。都使用了最小和最大規 格。有關更多詳情和最新信息，請參見產品數據手冊。
表 2 AD8237和 AD8420比較
| 技術規格 |
AD8237
|
AD8420
|
| 技術 |
CMOS
|
雙極性 |
|
（零漂移）
|
| 靜態電源電流 |
130 µA
|
80 µA
|
| 電源電壓范圍 |
1.8 V 至 5.5 V
|
2.7 V 至 36 V
|
| 輸入電壓范圍 |
–VS – 0.3 V 至
|
–VS – 0.15 V 至
|
|
+VS + 0.3 V
|
+VS – 2.2 V
|
| 差分輸入電壓限值 |
±(VS – 1.2) V
|
±1 V
|
| 軌到軌輸出 |
是
|
是
|
| CMRR（G = 100，dc至60 Hz) |
114 dB
|
100 dB
|
| 失調電壓 |
75 µV
|
125 µV
|
| 失調電壓漂移 |
0.3 µV/°C
|
1 µV/°C
|
| 電壓噪聲頻譜密度 |
68 nV/√Hz
|
55 nV/√Hz
|
| 增益誤差(G = 100) |
0.01%
|
0.10%
|
| 增益漂移 |
0.5 ppm/ °C
|
10 ppm/ °C
|
| 帶寬，–3 dB (G = 100) |
HBW 模式下為10 kHz
|
2.5 kHz
|
| 封裝 |
MSOP-8
|
MSOP-8
|
參考文獻
1. AN212 Application Note. Handling Sensor Bridge Offset. Honeywell International Inc., Rev 05-05.
2. HMC1001/HMC1002/HMC1021/HMC1022 1- and 2-Axis Magnetic Sensors Data Sheet. Honeywell International Inc., 2008.
3. Kitchin, Charles and Lew Counts. A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. 3rd Edition. Analog Devices, Inc., 2006.
4. NPC-410 Series Data Sheet. GE Sensing, 2006.
5. Product Training Module. Indirect Current Feedback Instrumentation Amplifier Applications Guide. Digi-Key Corporation.
6. Walsh, Alan. “Front-End Amplifier and RC Filter Design for a Precision SAR Analog-to-Digital Converter.” Analog Dialogue, Volume 46, 2012.
作者簡介
Gustavo Castro [gustavo.castro@analog.com] 是馬薩 諸塞州威明頓市精密信號調理部門的應用工程師。 2011 年 1 月加入ADI公司之前， 他曾經從事數字萬用 表及直流源等高精度儀器儀表設計工作達 10 年。 2000 年，他從墨西哥蒙特利技術學院獲得電子工程學士學位。 他擁有兩項專利。
Scott Hunt [scott.hunt@analog.com] 是線性產品部 （馬 薩諸塞州威明頓市）的一名產品應用工程師。他獲得 倫斯勒理工學院電氣工程學士學位后，于 2011 年加 入ADI。Scott專門從事集成精密放大器技術工作，包 括儀表放大器、差分放大器和熱電偶放大器。 |
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