簡介
雖然人們普遍認為電容是解決噪聲相關問題的靈丹妙藥，但是電容的價值并不僅限于此。設計人員常常只想到添加幾個電容就可以解決大多數噪聲問題，但卻很少去考慮電容和電壓額定值之外的參數。然而，與所有電子器件一樣，電容并不是十全十美的，相反，電容會帶來寄生等效串聯電阻(ESR)和電感(ESL)的問題，其電容值會隨溫度和電壓而變化，而且電容對機械效應也非常敏感。
設計人員在選擇旁路電容時，以及電容用于濾波器、積分器、時序電路和實際電容值非常重要的其它應用時，都必須考慮這些因素。若選擇不當，則可能導致電路不穩定、噪聲和功耗過大、產品生命周期縮短，以及產生不可預測的電路行為。
電容技術
電容具有各種尺寸、額定電壓和其它特性，能夠滿足不同應用的具體要求。常用電介質材料包括油、紙、玻璃、空氣、云母、聚合物薄膜和金屬氧化物。每種電介質均具有特定屬性，決定其是否適合特定的應用。
在電壓調節器中，以下三大類電容通常用作電壓輸入和輸出旁路電容：多層陶瓷電容、固態鉭電解電容和鋁電解電容。下表對這三類電容進行了比較。
多層陶瓷電容
多層陶瓷電容(MLCC)不僅尺寸小，而且將低ESR、低ESL和寬工作溫度范圍特性融于一體，可以說是旁路電容的首選。不過，這類電容也并非完美無缺。根據電介質材料不同，電容值會隨著溫度、直流偏置和交流信號電壓動態變化。另外，電介質材料的壓電特性可將振動或機械沖擊轉換為交流噪聲電壓。大多數情況下，此類噪聲往往以微伏計，但在極端情況下，機械力可以產生毫伏級噪聲。
電壓控制振蕩器(VCO)、鎖相環(PLL)、RF功率放大器(PA)和其它模擬電路都對供電軌上的噪聲非常敏感。在VCO和PLL中，此類噪聲表現為相位噪聲；在RF PA中，表現為幅度調制；而在超聲、CT掃描以及處理低電平模擬信號的其它應用中，則表現為顯示偽像。盡管陶瓷電容存在上述缺陷，但由于尺寸小且成本低，因此幾乎在每種電子器件中都會用到。不過，當調節器用在對噪聲敏感的應用中時，設計人員必須仔細評估這些副作用。
固態鉭電解電容
與陶瓷電容相比，固態鉭電容對溫度、偏置和振動效應的敏感度相對較低。新興一種固態鉭電容采用導電聚合物電解質，而非常見的二氧化錳電解質，其浪涌電流能力有所提高，而且無需電流限制電阻。此項技術的另一好處是ESR更低。固態鉭電容的電容值可以相對于溫度和偏置電壓保持穩定，因此選擇標準僅包括容差、工作溫度范圍內的降壓情況以及最大ESR。
導電聚合物鉭電容具有低ESR特性，成本高于陶瓷電容而且體積也略大，但對于不能忍受壓電效應噪聲的應用而言可能是唯一選擇。不過，鉭電容的漏電流要遠遠大于等值陶瓷電容，因此不適合一些低電流應用。
固態聚合物電解質技術的缺點是此類鉭電容對無鉛焊接過程中的高溫更為敏感，因此制造商通常會規定電容在焊接時不得超過三個焊接周期。組裝過程中若忽視此項要求，則可能導致長期穩定性問題。
鋁電解電容
傳統的鋁電解電容往往體積較大、ESR和ESL較高、漏電流相對較高且使用壽命有限（以數千小時計）。而OS-CON電容則采用有機半導體電解質和鋁箔陰極，以實現較低的ESR。這類電容雖然與固態聚合物鉭電容相關，但實際上要比鉭電容早10年或更久。由于不存在液態電解質逐漸變干的問題，OS-CON型電容的使用壽命要比傳統的鋁電解電容長。大多數電容的工作溫度上限為105℃，但現在OS-CON型電容可以在最高125℃的溫度范圍內工作。
雖然OS-CON型電容的性能要優于傳統的鋁電解電容，但是與陶瓷電容或固態聚合物鉭電容相比，往往體積更大且ESR更高。與固態聚合物鉭電容一樣，這類電容不受壓電效應影響，因此適合低噪聲應用。
三種用于電源旁路的常用電容
從頂部開始沿順時針方向依次為（刻度為毫米）：
100 μF/6.3 V聚合物固態鋁電容
1 μF/35 V和10 μF/25 V固態鉭電容
1 μF/25 V、4.7 μF/16 V和10 μF/25 V多層陶瓷電容
10 μF/16 V和22 μF/25 V鋁電解電容
為LDO電路選擇電容輸出電容
ADI公司的低壓差調節器(LDO)可以與節省空間的小型陶瓷電容配合使用，但前提是這些電容具有低等效串聯電阻(ESR)；輸出電容的ESR會影響LDO控制環路的穩定性。為確保穩定性，建議采用至少1 μF且ESR最大為1 Ω的電容。
輸出電容還會影響調節器對負載電流變化的響應�？刂骗h路的大信號帶寬有限，因此輸出電容必須提供快速瞬變所需的大多數負載電流。當負載電流以500 mA/μs的速率從1 mA變為200 mA時，1μF電容無法提供足夠的電流，因而產生大約80 mV的負載瞬態，如圖1所示。當電容增加到10 μF時，負載瞬態會降至約70 mV，如圖2所示。當輸出電容再次增加并達到20 μF時，調節器控制環路可進行跟蹤，主動降低負載瞬態，如圖3所示。這些示例都采用線性調節器ADP151，其輸入和輸出電壓分別為5 V和3.3 V。
圖1:瞬態響應(COUT=1 μF)
圖2:瞬態響應(COUT=10 μF)
圖:瞬態響應(COUT=20 μF)
輸入旁路電容
在VIN和GND之間連接一個1 μF電容可以降低電路對PCB布局的敏感性，特別是在長輸入走線或高信號源阻抗的情況下。如果輸出端上要求使用1 μF以上的電容，則應增加輸入電容，使之與輸出電容匹配。
輸入和輸出電容特性
輸入和輸出電容必須滿足預期工作溫度和工作電壓下的最小電容要求。陶瓷電容可采用各種各樣的電介質制造，溫度和電壓不同，其特性也不相同。對于5 V應用，建議采用電壓額定值為6.3 V至10 V的X5R或X7R電介質。Y5V和Z5U電介質的溫度和直流偏置特性不佳，因此不適合與LDO一起使用。
圖4所示為采用0402封裝的1 μF、10 V X5R電容與偏置電壓之間的關系。電容的封裝尺寸和電壓額定值對其電壓穩定性影響極大。一般而言，封裝尺寸越大或電壓額定值越高，電壓穩定性也就越好。X5R電介質的溫度變化率在-40℃至+85℃溫度范圍內為±15%，與封裝或電壓額定值沒有函數關系。
圖4:電容與電壓的特性關系
要確定溫度、元件容差和電壓范圍內的最差情況下電容，可用溫度變化率和容差來調整標稱電容，
如公式1所示：CEFF = CBIAS × (1 – TVAR) × (1 –TOL)(1)
其中，CBIAS是工作電壓下的標稱電容；TVAR是溫度范圍內最差情況下的電容變化率（百分率）；TOL是最差情況下的元件容差（百分率）。
本例中5R電介質在–40℃至+85℃范圍內的TVAR為15%；TOL為10%；CBIAS在1.8 V時為0.94 μF，如圖4所示。將這些值代入公式1，即可得出：CEFF = 0.94 μF × (1 – 0.15) × (1 – 0.1) = 0.719 μF
在工作電壓和溫度范圍內，ADP151的最小輸出旁路電容額定值為0.70 μF，因而此電容符合該項要求。
總結
為保證LDO的性能，必須正確認識并嚴格評估旁路電容的直流偏置、溫度變化率和容差。在要求低噪聲、低漂移或高信號完整性的應用中，也必須考慮電容技術。所有電容都存在一些不夠理想的行為效應，因此所選的電容技術必須與應用需求相適應。 |
